可變增益放大器是GPS接收機中的一個關鍵模塊，它與反饋環(huán)路組成的自動增益控制電路為模／數(shù)轉換器(ADC)提供恒定的信號功率。模擬信號控制增益的VGA增益連續(xù)變化，但是線性度較差。

這里采用電阻形式的負反饋的放大器來設計一個0～30 dB增益變化的中頻可變增益放大器，VGA的增益精度并不取決于工藝、電壓和溫度等因素對電阻、MOS管開關的影響，增益誤差在各個工藝角下都小于5％。

1 可變增益放大器原理

模擬電路需要對信號進行放大或衰減，這一功能可由可變增益放大器(VGA)實現(xiàn)。它在無線通信的收／發(fā)信機模擬前端中，起著至關重要的作用。圖1是用于GPS的接收機模擬前端圖。處于基波頻率的VGA補償射頻模塊和中頻模塊的增益衰減；VGA將輸出信號放大到A／D轉換器需要的幅度。AGC環(huán)路改變接收機的增益，調整各級信號動態(tài)范圍，穩(wěn)定輸出信號功率的作用。

對于VGA電路，IIP3和THD是重要的指標，因為它的輸出信號幅度很大。其次，為了實現(xiàn)寬增益范圍調節(jié)，同時保持不同增益輸入功率下恒定的輸出建立時間，要求VGA的增益與控制電壓成dB線性。VGA增益步長越小越精確，則對ADC的要求越降低。在文中，數(shù)字控制的VGA電路提供了30 dB的增益控制范圍，使用7b精確控制增益大小，所耗面積和功耗小。

2 可變增益放大器結構與性能比較

VGA主要分為開環(huán)和閉環(huán)兩種結構。一種常見的開環(huán)結構是文獻[1]采用的Gilbert結構，如圖2所示電路。Ms上加一個基準電壓，電壓Vc控制耦合電流的大小，起到改變增益的作用。但是此結構電路堆疊了四層電路，限制了輸出電壓的擺幅，而且此電路不能實現(xiàn)指數(shù)增益的控制。這些運用最廣泛的開環(huán)結構中，可變增益放大器主要基于簡單差分，或者是偽差分對，使用源極反饋技術，模擬乘法器和使用二極管連接的MOS管作為負載等技術。這些結構最大的問題就是線性度和失真度的問題。

因為負反饋電路具有穩(wěn)定輸出，降低非線性失真的作用，所以閉環(huán)結構呈現(xiàn)更好的線性度。常見的閉環(huán)電路結構中的VGA使用電阻陣列實現(xiàn)增益控制，例如將電阻和MOS管串聯(lián)，控制MOS管開關的通斷狀態(tài)實現(xiàn)阻值的變化，進而改變放大器的增益。因為繼承電路中的電阻、MOS管開關都受到工藝、電壓、溫度的影響，難以實現(xiàn)精確的阻值，所以PGA的增益精度有限。文獻[9]使用電流分割技術，實現(xiàn)了精確的增益控制，文獻[10]對電阻網(wǎng)絡進行了改進，但是這些電路復雜，額外電路也增加了功耗。這里在沒有增加任何設計復雜性的情況下，實現(xiàn)了較為精確的增益控制。

3 高性能VGA結構和實現(xiàn)

為了達到要求的增益控制范圍和步長，使用兩個級聯(lián)的VGA。第一個部分的VGA實現(xiàn)6 dB步長的增益控制，另一個部分實現(xiàn)精準的O．5 dB步長。因此整個VGA實現(xiàn)了粗調和細調(見圖2)。

當運算放大器的增益足夠大時，閉環(huán)VGA的增益等于兩個電阻的比值：Gain=-Rf／Rs，改變電阻可以實現(xiàn)增益的變化。粗調的阻值變化很大，改變反饋Rf，會影響粗調輸出節(jié)點的極點；電阻Rs可變，它對前級將形成變化的負載效應。選擇改變Rs，在前級增加緩沖電路進行隔離。

首先進行第一級6 dB步長增益的考慮：取Rf=R0，Rs=R1，實現(xiàn)3 dB的增益，那么Rf不變，Rs=2R1，則實現(xiàn)9 dB的增益。同理：當Rs=4R1，實現(xiàn)15 dB增益；當Rs=8R1，實現(xiàn)21 dB增益；當Rs=16R1，實現(xiàn)27 dB增益。

為了更好地匹配，對與電阻串聯(lián)的MOS管開關尺寸按圖3比例設計，Rs等于MOS管的導通電阻和多晶硅電阻，MOS導通電阻與W／L成反比。

再考慮第二級O．5 dB步長增益可以發(fā)現(xiàn)，O．95轉化為dB值等于-0．445 5 dB。0．9為-0．915 dB，0．85為-1．412 dB，O．8為-1．938 dB，0．75為-2．499 dB，O．7為-3．098 dB。1～0．7之間O．05的間隔對應于dB中基本接近于0．5 dB的間隔。使用這個規(guī)律，設計可以如下：

兩級VGA就可以實現(xiàn)O～29．5 dB(2．5 dB+27 dB=29．5 dB)增益控制，且步長可以比較精準地達到O．5 dB。由于設計中用的都是電阻的相對值，所以電阻、MOS管開關都受到工藝電壓和溫度等因素VGA的增益精度的影響會很小。

如圖4所示，可變電阻R1是用多晶硅電阻和工作在晶體管區(qū)的MOS開關來實現(xiàn)的。開關電阻通常被用在低失真可調模擬模塊。MOS晶體管的非線性將產(chǎn)生諧波以及交調失真，這將會降低整個電路的線性度。在文獻[11]中，推導出一個近似的公式來接近開關管的非線性特性。

輸入電壓Vin被轉換成非線性電流Iin流入電流模式的VGA放大器。在弱非線性網(wǎng)絡中，已經(jīng)使用Vol-terra級數(shù)推導出非線性諧波失真(HD2和HD3)。 

式中：Vin是輸入的電壓的峰值；R1等于R1α+Rds的總和；α2，α3是二次、三次非線性系數(shù)。因此如果把開關管放置在運放的虛地端(即運放的輸入端)，則HD2和HD3近似等于0。

4 版圖與后仿真結果

 圖5是用SMIC 0．18μm CMOS工藝實現(xiàn)的VGA版圖，芯片面積為：510μm×160μm，整個版圖包括VGA核心部分，直流偏移消除模塊，和CMOS源極跟隨緩沖電路，恒定Gm的偏置電路。

圖6～圖8給出了VGA在Candence環(huán)境下用Spectre工具模擬得到的后仿真結果。圖6為輸入階越跳變，得到的輸出瞬態(tài)響應曲線。

圖7為不同的數(shù)字增益設置對應的VGA增益。圖8是放大器不同增益的頻域響應。其增益從0 dB變化到29．5 dB，其中0．5 dB一檔。

5 結 語

本文介紹一種O．18μm CMOS工藝實現(xiàn)，應用于GPS全球定位系統(tǒng)得可變增益放大器。文中巧妙地應用反饋系統(tǒng)中環(huán)路穩(wěn)定性理論設計放大器；在增益步長的控制上，增益隨bit線性化，并保證增益精度不受工藝角偏差影響。仿真結果表明，該放大器適合在接收機模擬前端中使用。
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