MOS管在平時的電源電路和驅動電路的設計中使用非常廣泛，只有深入了解其工作原理和規(guī)格書參數(shù)才能保證設計的穩(wěn)定可靠。

1. MOS管導通過程分析

MOS管和三極管的特性曲線分別如圖1和圖2所示，它們各自區(qū)間的命名有所不同，其中MOS管的飽和區(qū)也稱為恒流區(qū)、放大區(qū)。其中一個主要的不同點在于MOS管有個可變電阻區(qū)，而三極管則是飽和區(qū)，沒有可變電阻區(qū)的說法。從圖中也能明顯看出，MOS管在可變電阻區(qū)內，Vgs一定時，Id和Vds近似為線性關系，不同Vgs值對應不同的曲線斜率，即漏極D和源極S之間的電阻值Rds受控于Vgs;而三極管在飽和區(qū)內，不同Ib值的曲線都重合在一起，即曲線斜率相同，阻值相同。

圖1

圖2

MOS管導通過程中的各電壓電流曲線如圖3所示，其中Vgs曲線有著名(臭名昭著)的米勒平臺，即Vgs在某段時間(t3-t2)內保持不變。

圖3

我們知道MOS管是壓控器件，不同于三極管是流控器件，但是實際上MOS管在從關斷到導通的過程也是需要電流(電荷)的，原因是因為MOS管各極之間存在寄生電容Cgd，Cgs和Cds，如圖4所示。MOS管導通條件是Vgs電壓至少達到閾值電壓Vgs(th)，其通過柵極電荷對Cgs電容充電實現(xiàn)，當MOS管完全導通后就不需要提供電流了，即壓控的意思。這三個寄生電容參數(shù)值在MOS管的規(guī)格書中一般是以Ciss，Coss和Crss形式給出，其對應關系為：Cgd=Crss;Cds=Coss-Crss;Cgs=Ciss-Crss。

圖4

在MOS管的規(guī)格書上一般還有如圖5所示的柵極充電曲線，其可以很好地解釋為何Vgs電壓會有米勒平臺。Vgs一開始隨著柵極電荷的增加而增加，但是當Vgs增加到米勒平臺電壓大小Vp時，即使柵極電荷繼續(xù)增加，Vgs也保持不變，因為增加的柵極電荷被用來給Cgd電容進行充電。因此，MOS管會有對應的Qgs，Qgd和Qg電荷參數(shù)，如圖6所示。在MOS管截止時，漏極電壓對Cgd充電，Cgd的電壓極性是上正下負;當MOS管進入米勒平臺后，大部分的柵極電荷用來對Cgd進行充電，但是極性與漏極充電相反，即下正上負，因此也可理解為對Cgd反向放電，最終使得Vgd電壓由負變正，結束米勒平臺進入可變電阻區(qū)。米勒平臺時間內，Vds開始下降，米勒平臺的持續(xù)時間即為Vds電壓從最大值下降到最小值的時間。由此可見米勒平臺時間與電容Cgd大小成正比，在通信設備行業(yè)中-48V電源的緩啟動電路經常在MOS管柵漏極間并聯(lián)一個較大的電容，以延長米勒平臺時間來達到電壓緩啟動的目的。

圖5

圖6

米勒平臺電壓的大小可以近似地通過以下公式進行估算，Id=gfs(Vp-Vgs(th))，通過規(guī)格書可以得到閾值電壓Vgs(th)和跨導gfs，根據電路參數(shù)可以得到漏極電流Id，因此，可以近似推算出米勒平臺電壓Vp。但是需要注意的是跨導gfs并不是一個常數(shù)，規(guī)格書中給出的數(shù)值都是基于一定的Vds和Id條件下得到的。此外，還有另外一種估算方法Id=K(Vp-Vgs(th))2，根據規(guī)格書中的參數(shù)計算出常數(shù)K，然后計算得到Vp，有興趣的可以查閱參考文獻2。

了解了MOS管的米勒平臺后，我們可以分析一下圖3所示導通過程中MOS管電壓電流的變化曲線。以常見的MOS管開關電路為例，在t0~t1時間段內，Vgs小于閾值電壓Vgs(th)時，MOS管處于截止區(qū)關斷，漏極電流Id=0，漏源極電壓差Vds為輸入電壓Vin。

在t1~t2時間段內，隨著Vgs從閾值電壓Vgs(th)逐漸增大至米勒平臺電壓Vp，電流Id從0開始逐漸增大至最大值，MOS管開始導通，并進入恒流區(qū)(飽和區(qū))。此時Vds仍舊維持不變，但是實際電路中可能會由于各種雜散寄生電感等因素的影響，也會產生一部分壓降損失，導致實際的Vds會略微下降。同三極管類似，MOS管在飽和區(qū)內具有相似的放大特性，其公式為：Id=gfs*Vgs，gfs為MOS管的跨導，可從規(guī)格書中得到。

在t2~t3時間段內，當Id逐漸增大至最大值(由電路參數(shù)決定)時，MOS管開始進入米勒平臺，由于電流Id已經達到最大值保持不變，所以Vgs=Id/gfs亦保持不變，即從公式角度也可以解釋米勒平臺。在t2~t3時間段內，Vds開始以一定斜率下降。但是實際下降的斜率在整個時間段內并非一直保持不變。因為MOS管的Cgd電容在這個過程中是變化的，一開始Cgd較小，之后變大，所以實際的VDS曲線斜率會稍有變化，即一開始Cgd電容小，電壓下降較快，之后Cgd電容較大，電壓下降較慢，Cgd電容值的變化曲線如圖7所示。

圖7

在t3之后，MOS管進入可變電阻區(qū)，米勒平臺結束，Vgs電壓在柵極電荷的驅動下繼續(xù)升高至最大值，Vds則電壓下降至最低值Rds(on)*Id。圖3 MOS管導通曲線的簡化版如圖8所示，分析問題時圖8已經足夠使用。MOS管關斷時的分析過程相反，其變化曲線如圖9所示。

圖8

圖9

t1和t2的時間可以根據RC充放電原理進行近似計算，t1=Rg*Ciss*ln(Vgs/(Vgs-Vgs(th)))，t2= Rg*Ciss*ln(Vgs/(Vgs-Vp))，其中Vgs為柵極驅動電壓大小，Rg為柵極驅動電阻。t2值近似于規(guī)格書中的參數(shù)延時導通時間td(on)。米勒平臺的持續(xù)時間tp可以通過以下公式近似計算：由于該時間段內Vp保持不變，因此柵極驅動電流大小Ig=(Vgs-Vp)/Rg，tp=Qgd/Ig。tp=t3-t2，近似于規(guī)格書中的參數(shù)上升時間tr。

2. MOS管損耗分析

MOS管損耗主要有開關損耗(開通損耗和關斷損耗，關注參數(shù)Cgd(Crss))、柵極驅動損耗(關注參數(shù)Qg)和導通損耗(關注參數(shù)Rds(on))等。

以如圖10所示的同步BUCK拓撲為例進行說明，由于高側的開關管Q1和低側的同步管Q2組成一個半橋結構，為了防止兩個MOS管同時導通而使輸入回路短路，因此兩個MOS管的驅動信號會存在一個死區(qū)時間，即兩個MOS管都關斷。在死區(qū)時間內，由于電感的電流不能突變，因此同步管Q2的寄生體二極管將率先導通進行續(xù)流。正是由于體二極管導通后，同步管Q2才被驅動導通，在忽略二極管壓降的情況下，同步管Q2導通時兩端電壓為0，可以看作是0電壓導通;同步管Q2導通后，其兩端電壓為0直至關斷，因此也是0電壓關斷。因此，同步管Q2基本沒有開關損耗，這意味著對于同步管的選取，功耗主要取決于與導通電阻RDS(on)相關的導通損耗，而開關損耗可以忽略不計，因此不必考慮柵極電荷Qg。而高側的開關管Q1由于開通和關閉時都不是0電壓，因此要基于導通損耗和開關損耗綜合來考慮。

圖10

所謂開關損耗是指MOS管在開通和關斷過程中，電壓和電流不為0，存在功率損耗。由前述MOS管導通過程可知，開關損耗主要集中在t1~t3時間段內。而米勒平臺時間和MOS管寄生電容Crss成正比，其在MOS管的開關損耗中所占比例最大，因此米勒電容Crss及所對應的Qgd在MOS管的開關損耗中起主導作用。因此對于MOS管的選型，不僅需要考慮柵極電荷Qg和柵極電阻Rg，也需要同時考慮Crss(Cgd)的大小，其同時也會在規(guī)格書的上升時間tr和下降時間tf參數(shù)上有間接反映，MOS管的關鍵參數(shù)如圖11所示。

圖11

MOS管的各種損耗可以通過以下公式近似估算：

導通損耗：

Q1管：P(HO) = D × (IO 2 × RDS(ON) × 1.3);

Q2管：P(LO) = (1 - D) × (IO 2 × RDS(ON) × 1.3);

系數(shù)1.3主要是考慮MOS管的導通電阻會隨著溫度的升高而增加。

柵極驅動損耗：

PGC = n ×VCC × Qg × fSW;

n表示MOS管的個數(shù)(MOS管選型相同時)，fSW表示開關頻率;柵極驅動損耗主要是發(fā)生在電源控制芯片上，而非MOS管上，但是其大小與MOS管的參數(shù)有關。

開關損耗：

PSW = 0.5× Vin × Io × (tr + tf) × fSW;

系數(shù)0.5是因為將MOS管導通曲線看成是近似線性，折算成面積功率，系數(shù)就是0.5;Vin是輸入電壓，Io是輸出電流;tr和tf是MOS管的上升時間和下降時間，分別指的是漏源電壓從90%下降到10%和漏源電壓從10%上升到90%的時間，可以近似看作米勒平臺的持續(xù)時間，即圖3中的(t3-t2)。另外，規(guī)格書中的td(on)和td(off)可以近似看作是Vgs電壓從0開始上升到米勒平臺電壓的時間，即圖3中的t2。
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