通過將兩個(gè)電路的工作原理相結(jié)合，便可解決這兩個(gè)缺點(diǎn)，如圖 3 所示。多反饋分隔低頻和高頻反饋路徑，并加入了足夠多的容性負(fù)載隔離，從而最大程度減少輸出級(jí)的穩(wěn)定性問題。 利用電橋電壓，通過反饋電阻 RF. 驅(qū)動(dòng)低頻反饋。 利用放大器輸出，通過反饋電容 CF 驅(qū)動(dòng)高頻反饋。

在高頻時(shí)，電路還表現(xiàn)為混合單位跟隨器。 高頻噪聲增益由電容阻抗確定，數(shù)值等于 (CS + CF)/CF. 該噪聲增益允許反饋環(huán)路在一個(gè)足夠低的頻率上完成交越，而負(fù)載電容不會(huì)降低該頻率處的穩(wěn)定性。 由于低頻噪聲增益為單位增益，因此可保持電路的直流精度。

圖 3. 電橋驅(qū)動(dòng)器原理圖

保持直流精度要求十分留意信號(hào)走線，因?yàn)殡娐分写嬖诖箅娏鳌?從 42 mA 的最大負(fù)載電流中，僅需 7 mΩ 即可產(chǎn)生 300 µV 壓降；該誤差已相當(dāng)于放大器的失調(diào)電壓。

解決這個(gè)問題的一種典型方法是使用 4 線開爾文連接，利用兩個(gè)載流連接（通常稱為"強(qiáng)制"）驅(qū)動(dòng)負(fù)載電流，另外兩線為電壓測(cè)量連接（通常稱為"檢測(cè)"）。 檢測(cè)連接必須盡可能靠近負(fù)載，以防任何負(fù)載電流流過。

對(duì)于橋式驅(qū)動(dòng)器電路而言，檢測(cè)連接應(yīng)在電橋的頂部和底部直接實(shí)現(xiàn)。 在負(fù)載和檢測(cè)線路之間不應(yīng)共享任何 PCB 走線或線纜。 GNDSENSE 連接應(yīng)當(dāng)經(jīng)路由后回到電壓源 VIN。 例如，假設(shè)激勵(lì)為 DAC，則 GNDSENSE 應(yīng)當(dāng)連接 DAC 的 REFGND。電橋的 GNDFORCE 連接應(yīng)當(dāng)具有專用的走線并一路連接回到電源，因?yàn)樵试S橋式電流流過接地層將產(chǎn)生不必要的壓降。

誤差預(yù)算

該電路的直流誤差預(yù)算如表 1 所示，主要由放大器的失調(diào)電壓和失調(diào)電壓漂移所決定。 它假定工作條件處于最差情況范圍內(nèi)。 總誤差滿足 1 mV 要求，并大幅優(yōu)于該要求。

表 1. 誤差預(yù)算

表中的第三項(xiàng)表示功耗誤差。 放大器功耗會(huì)增加芯片溫度，因此與環(huán)境溫度下的無(wú)負(fù)載電流情況相比，失調(diào)電壓產(chǎn)生漂移。 最差情況下的誤差計(jì)算采用最高電源電壓、最高輸出電壓以及最低阻性負(fù)載，如等式 1 所示。注意，放大器上的最差情況壓降通過 RISO 電阻得以部分降低。

直流測(cè)量結(jié)果 

誤差電壓等于輸入電壓 VIN, 和負(fù)載電壓 VOUT 之差。 圖 4 顯示原型電路的誤差電壓與負(fù)載電壓的關(guān)系。 橋式驅(qū)動(dòng)器電路中的最大誤差源是失調(diào)電壓和失調(diào)電壓漂移。 由于放大器功耗而產(chǎn)生的額外誤差與橋式電壓有關(guān)。 電源電壓對(duì)功耗的影響可從不同顏色的曲線中看出來(lái)。 黑色曲線功耗最低(50 mW)，電源電壓最小(7 V)。 芯片僅升溫 7°C，因而該曲線代表室溫失調(diào)電壓與該器件共模電壓的關(guān)系。

圖 4. 誤差電壓與輸出電壓的關(guān)系

色(10 V)和藍(lán)色(15 V)曲線分別代表 175 mW 最大功耗和 385 mW 最大功耗下的性能。 隨著輸出電壓的上升，額外的功耗使芯片升溫 25°C 至 55°C，導(dǎo)致失調(diào)電壓發(fā)生漂移。 該額外熱誤差曲線形狀為拋物線形，因?yàn)楫?dāng) VOUT 為 VDD 一半時(shí)，具有最大功耗。

電源在很大程度上依賴失調(diào)電壓，這表示應(yīng)當(dāng)考慮該電路的電源抑制。 圖 5 顯示掃描電源電壓并固定輸出電壓時(shí)的誤差電壓。 黑色曲線表示輕載情況，此時(shí)放大器電源抑制(PSR)起主要作用。 就該器件而言，10 µV 變化表示 118 dB PSR。 紅色和藍(lán)色曲線顯示輸出消耗額外功耗（由于負(fù)載為 350 Ω和 120 Ω典型橋式電阻）的結(jié)果。紅色和藍(lán)色曲線的有效 PSR 分別為 110 dB 和 103 dB。

圖 5. 誤差電壓與電源電壓的關(guān)系

該電路性能顯然取決于失調(diào)漂移與溫度的關(guān)系。目前為止，在所有與溫度有關(guān)的誤差計(jì)算中均采用了 TCVOS 規(guī)格。 需要為該假設(shè)找到合理的解釋，因?yàn)樾酒瑴囟扔捎诜糯笃鞴呐c環(huán)境溫度的改變有所不同而上升。 前者在芯片表面形成較大的溫度梯度，影響放大器的微妙平衡。 這些梯度會(huì)使失調(diào)電壓漂移相比數(shù)據(jù)手冊(cè)規(guī)格而言要差得多。 ADA4661-2 經(jīng)特殊設(shè)計(jì)，其功耗極大且不影響失調(diào)漂移性能。

圖 6 顯示失調(diào)漂移測(cè)量值與溫度的關(guān)系。額定性能重現(xiàn)于黑色曲線，并具有低電源電壓與高阻性負(fù)載(–1.2 µV/°C)。 紅色曲線顯示 120 Ω橋式負(fù)載結(jié)果。 值得注意的是，曲線的形狀未發(fā)生改變；它僅僅由于芯片升溫(6.4°C)而向左平移。 藍(lán)色曲線顯示電源電壓上升至 15 V 時(shí)的結(jié)果——此時(shí)可測(cè)量電路的最大功耗。 同樣地，曲線形狀不發(fā)生改變，但由于芯片升溫 55°C 而向左平移。 內(nèi)部功耗已知(385 mW)，因此可計(jì)算系統(tǒng)的實(shí)際熱阻 (θJA)，即 143°C/W。 重要的是需考慮工作的環(huán)境溫度范圍。 最大芯片溫度不應(yīng)超過 125°C；這意味著對(duì)于最差情況負(fù)載而言，最大環(huán)境溫度為 70°C。

圖 6. 誤差電壓與環(huán)境溫度的關(guān)系

瞬態(tài)測(cè)量結(jié)果

電路的階躍響應(yīng)是評(píng)估環(huán)路穩(wěn)定性的簡(jiǎn)便方法。 圖 7 顯示高電阻電橋在容性負(fù)載范圍內(nèi)的階躍響應(yīng)測(cè)量值；圖 8 顯示低電阻電 橋在同樣條件下的測(cè)量值。 由于反饋網(wǎng)絡(luò)的極點(diǎn) - 零點(diǎn)二聯(lián)效應(yīng) ，該電路的階躍響應(yīng)具有過沖特性。 該二聯(lián)響應(yīng)存在于基波中，因?yàn)殡娐贩答佅禂?shù)從低頻時(shí)的單位增益下降至高頻時(shí)的 0.13。 由于零點(diǎn)相較極點(diǎn)而言處于更高的頻率，階躍響應(yīng)將始終過沖，哪怕相位裕量遠(yuǎn)大于適當(dāng)值。 此外，二聯(lián)效應(yīng)在電路中具有最大的時(shí)間常數(shù)，因此趨向于對(duì)建立時(shí)間產(chǎn)生主要影響。 當(dāng)采用高阻性負(fù)載以及 1 nF 容性負(fù)載時(shí)，電路具有最差情況下的穩(wěn)定性以及輸出級(jí)振鈴。

圖 7. 無(wú)負(fù)載階躍響應(yīng)

圖 8. 有負(fù)載階躍響應(yīng)

結(jié)論

本文所示之負(fù)載驅(qū)動(dòng)器電路可為低至 120 Ω的阻性負(fù)載施加 5 V 電壓，而總誤差不超過 1 mV，并且能穩(wěn)定驅(qū)動(dòng)高達(dá) 10 nF 總電容。 電路符合其額定性能，并能以 7 V 至 15 V 的寬范圍電源供電，功耗接近 400 mW。 通過以±7 V 電源為放大器供電，該基本電路便可擴(kuò)展驅(qū)動(dòng)正負(fù)載和負(fù)負(fù)載。 全部性能通過一個(gè) 3 mm × 3 mm 小型放大器以及四個(gè)無(wú)源元件即可實(shí)現(xiàn)。
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